pwm解释「这样理解PWM就对了」

关于PWM话题，很多电源工程师工作中会遇到不同的问题。其实找到问题的根源，才能对症下药。下面给大家分享几篇不错的文章，供大家学习~

传统的PWM控制技术多用于两电平电路的驱动控制,其主要方法是正弦脉宽调制(SPWM)，调制波为正弦波，依靠三角载波和调制波的比较得出交点实施控制，其电压利用率低,谐波含量大。而随着微处理器技术的发展和多电平电路的出现，涌现出很多新的控制方法，像优化PWM方式、滞环电流控制方式、电压空间矢量控制方式等。其中，空间电压矢量控制通过合理地选择、安排开关状态的转换顺序和通断持续时间，改变多个脉冲宽度调制电压的波形宽度及其组合，达到较好的控制效果。

相对SPWM控制，电压空间矢量控制方法电压利用率高、谐波含量小、大大改善了系统的静态和动态性能，具有结构简单、实现容易、控制精度高等特点。本文采用空间矢量控制策略，并对整流电路采用电压外环PI和电流内环PI相结合的控制方法，建立三相电压型PWM矢量控制方案的仿真模型，并对其进行分析研究。

1 三相电压型PWM整流器控制方案

图1为三相电压型PWM整流器空间矢量控制方案图。它是由主电路和控制回路两部分组成,其中,控制回路主要由输入电流和输出电压检测、坐标变换、PI控制器和SVPWM脉冲产生等几部分组成。其原理如下：三相交流电通过三相电压型整流电路变为稳定的直流电压。同时,控制回路对主电路的输入交流电流和输出直流电压进行检测，一方面，将检测值u0与给定值u0*进行比较后送入PI控制调节器，输出值与电流id比较并将其输出送入PI控制器变为电压信号，再经坐标变换送入SVPWM脉冲产生单元，完成电压闭环控制；另一方面，将检测的输入电流经坐标变换与给定电流iq*比较，送入PI控制器变为电压信号,再经坐标变换送入SVPWM脉冲产生单元,完成电流的闭环控制。矢量控制单元通过矢量运算，生成所需要的PWM波，控制双向变换器，达到输出电压的稳定和输入侧交流电流的正弦化。

2 空间矢量控制的PWM整流器仿真模型建立及分析

2.1 仿真模型的建立

利用Matlab/Simulink软件包，根据控制方案图建立其仿真模型，其仿真模型主要包括主电路模型、控制电路模型和功率因数计算模型等。

(1) 主电路模型

主电路仿真模型如图2所示。它主要由输入电源模块、三相整流器模块和一些电压、电流测量单元组成。

(2)控制电路模型

控制电路仿真模型如图3所示。它主要由PI控制器模型、坐标变换模型以及矢量控制器模型等部分组成。其中,坐标变换和矢量控制器仿真模型的建立主要根据矢量控制原理搭建而成，其仿真模型如图4所示。

(3)功率因数计算模型(见图5)

2.2 仿真结果

根据上面搭建的仿真模型，给定仿真参数假定如下:交流输入侧为三相260V交流电压，交流侧电感取3.4mH,直流侧滤波电容为1000μF，给定直流输出电压为650V，开关频率为10kHz，负载电阻为40Ω。在t=0.05s时，突加负载使负载电阻由40Ω变为20Ω。

3 结束语

根据电压空间矢量控制的基本概念和控制方案图，建立三相电压型PWM整流器空间矢量控制的仿真模型，并对每个模块进行详细分析。从图6～图8中可以看出采用这种控制方案输出直流电压响应速度快，输入交流侧电流波形为正弦波且与输入交流电压相位相同，基本实现了单位功率因数。另外从图9和图10可以看出，当突加负载时，整流器输入侧电流幅值变大并有少许的波动，但很快就恢复为正弦波，同时输出侧直流电压降低，但很快也恢复到给定的650V直流电压。通过仿真结果可以看出采用空间矢量控制的整流器具有很好的动态特性和稳定性……

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所谓电流型TPWM(Trapezoida-PWM)逆变器的级联，就是把N个出电流为TPWM波形的相同三相逆变器进行并联叠加。当前常用的三相电流型TPWM逆变器的共同特点是，并联叠加与TPwM控制，都是在逆变器上进行的，这种级联方式存在着使用的器件较多、开关损耗较大、制造成本较高的缺点。如果把并联叠加与TPWM控制都移到直流电流源上进行，可以减少使用元器件的数量，特别是可以减少使用 TPWM开关器件的数量，并使逆变开关自然地工作在ZCS状态。这样，不仅仅提高了逆变效率，同时也大大降低了逆变器的制造成本。

基本三相TPWM直流电流源逆变器的工作原理

基本三相TPWM直流电流源逆变器的原理电路如图1所示。这是一种新型三相TPWM直流电流源逆变器。它与一般的三相电流型TPWM逆变器有一个很大的差别，即输出电流的TPWM控制，不是在逆变开关上进行的，而是在直流电流源上进行的。即在直流电流源与各相输出2H桥逆变器2HA、2HB、2HC之间，分别串入了一只开关管VTA、VTB、VTC，用这三个开关管对直流电流源进行TPWM控制，使各相直流电流IdA、IdB、IdC。得到像单相全波整流器输出电压那样的TPWM直流电流源波形，而后将此波形再经过后面的GTO2HA、GTI2HB、 GTO2Hc逆变桥的同步ZCS逆变，就可以变成为三相TPWM交流电流输出。

不过对于电流型逆变器直流电流源进行TPWM控制，不同于对电压型逆变器直流电源的SPWM控制，即它不能各相独立地对直流电流源进行TPWM控制，必须按照电流三相逆变器TPWM控制的特点，将三个相的直流电流源一起同时进行TPWM控制，使三相的直流电流源的输出电流 IdA IdB IdC=Id，以保证在TPWM调制工作过程中，使直流电流源Id的输出电流稳定不变。

下面介绍三相基本TPWM直流电流源逆变器的工作原理：

图1所示的三相基本TPWM直流电流源逆变器，采用的是变载波三角波TPWM控制，其中梯形调制波的波形，和两组相位相差180 o的载波三角波的波形如图2所示，在TPWM控制过程中，两组载波三角波uc和uc''，必须以各相调制波uT的周期为间隔，交替地进行切换，并与各相梯形调制波uT进行比较，在梯形波大于三角波的部分产生正脉冲，小于部分产生零脉冲，用这样的TPWM控制法，对三相电流型逆变器的直流电流源分别在开关 TVA、TVB、TVc上进行TPWM控制，就可以保证换流在相邻相之间自动准确地进行，并保证使直流电流源Id两端的输出电流 Id=IdA IdB IdC稳定不变；三相梯形调制波uTA、uTB uTC与两组载波三角波uC和uC''切换位置的对应关系如图3所示。各相均须按照梯形波的周期，交替地进行切换。

对于图1所示的三相基本TPWM直流电流源逆变器中的电流源Id，采用上述的TPWM控制得到的各相直流电电流IdA、IdB、IdC和Id的工作波形，如图4所示。由此工作波形图可以看出：逆变器的换流是在相邻相之间进行的。例如在图4中区间A的t1～t5期间，电流是在A、C相之间转换；在区间B的 t6～t10。期间，电流是在B、C相之间转换；在区间C，电流是在A、B相之间转换；在区间D，电流又回到在A、C相之间转换……。

电流转移的方向如图4中的箭头所示。这样，三相的GT02H桥直流电流源的直流电流波形如图4中的IdA、IdB、Idc所示，都得到了TPWM调制。其中每一相的TPWM直流电流波形，就像是单相全波整流器输出电压的TPWM电流波形。此波形的基波过零点为零电位。因此经过其后面的GT02H桥的 ZCS同步逆变，就可以得到三相基本TPWM直流电流源逆变器的三相交流电流iA、iB、iC的输出。由于GT02H桥逆变器是工作在ZCS状态，故可以选用廉价的低频开关器件如GTO或SCR等。

三相基本TPWM直流电流源逆变器的控制电路示意图如图5所示，图中核心部分有四个，即三相梯形波发生器、两组载波三角波发生器、两组载波三角波切换电路和梯形调制波与载波三角波进行比较产生驱动脉冲的比较器，其中两组载波三角波切换电路是电流型TPWM逆变器特有的。在图5中，由于调节逆变器输出电流是通过控制电流源的整流电压来实现的，故在图中没有画出……

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引言

PWM(PulseWidthmodulation)型开关稳压电源具有体积小、效率高的优点，作为电源设备在许多领域得到了广泛的应用。但是，开关三极管的工作状态转换持续期短、频谱甚宽的尖峰干扰是其致命弱点，它不仅影响开关电源本身，而且还会干扰邻近的其它电子设备。

开关稳压电源工作时开关三极管和续流二极管(亦可以是另一个开关三极管)总是交替地导通或者截止，图1中KQ和KD并非是理想器件，两种状态的转换需要一定的时间，这就产生了尖峰干扰。在状态转变过程中，该导通的开关没有完全导通，而该截止的开关却又没有截止的瞬间，电源到地有直接的通路，产生瞬态电流Is。该电流跟开关三极管导通时的电流Imax及截止时的电流Icmin的差值、开关KQ和KD同时导通的持续时间等因素有关。由于电路分布参数的影响，在波形上出现振铃振荡。

图1瞬态电流

功率开关管瞬时导通的持续时间对尖峰干扰的影响

晶体管的开启和关断时间跟其截止频率成反比。开启、关断时间越短，开关速度就越快。同时导通的持续时间取决于KQ和KD所使用的器件的开关速度。用速度不同的开关器件比较，开关器件的速度越快，同时导通的持续时间越短，尖峰干扰越是宽度窄、幅度大。

减小变压器漏感引起的电压尖峰

变压器的漏感越大，电压尖峰越高，射频干扰也就越大。特别是变压器采取屏蔽后，由于耦合差，漏感也相应大一些。一般说，用环型磁芯绕制的变压器产生的漏感要比E型小些。另外，绕线工艺也很重要，较好的绕线方式是先绕初级总圈数的一半，再绕次级的全部圈数，最后再绕初级的剩余一半，即次级线圈在初级线圈的中间。这样初级线圈保持有较好的耦合，使变压器有较小的漏感。

功率管的开关波形对尖峰干扰的影响与抑制

开关波形Usr(t)的方正度影响尖峰干扰。矩形波的谐波幅度随频率增加而减小的速率为20dB十倍频程，梯形波则为40dB?十倍频程。有意识地改变矩形波的陡峭程度和两角的钝化程度可抑制高频分量、减小尖峰干扰。故要合理地选择开关三极管和续流二极管的开关速度。

对开关三极管而言，有两种方法可减小尖峰干扰，即增大Vce的上升时间和减小Ic的下降时间。图2电路中，在确定了KQ之后，可从图3看出，增大KD的开启时间、减小关断时间可以减小尖峰干扰。

图2 开关KD的速度

在开关三极管的CE之间，或者在续流二极管的两端并联RC缓冲电路可使尖峰干扰明显减小。图3中，三极管T关断时，集电极电压上升，通过D和R1对C充电，使其上升速率变缓，选择充电常数CR1的值可以控制上升速率。T导通时，D截止，C对R1和R2放电，限制了导通瞬间的峰值电流。该缓冲电路改变了负载线的形状，减少了开关三极管的损耗。在续流二极管两端并上RC电路也同样有效。图3中，当用3DD11和2CK120C时，可并0.022LF左右的电容器(f=2kHz)，该电容的容量有一最佳值，它的作用可以从图4看出。图4(a)是不加C的情况，将其在时间轴上放大后为图4(b)。并上缓冲电容后分别见图4(c)和(d)。

图3

在输入电网中，部噪声的抑制方法

开关稳压电源中开关快速通断，didt很大，在供电系统的漏电感上产生幅度很大的瞬态压降，使输入电压源有一个时间很短的瞬时跌落，破坏电网的正常波形、形成干扰。输入电源中的干扰也会影响开关稳压电源。输入滤波器具有一定的隔离作用，通常采用P型LC平衡滤波器，对脉动干扰可以衰减20dB，尖峰干扰也能衰减6dB之多。电感量的计算式：

式中E尖峰是尖峰干扰电压(Vp-p)，f尖峰是尖峰干扰的频率(Hz)。还应考虑到流过电感的直流电流值，以免饱和。

Isr是开关稳压电源的最大输入直流电流(A)，Usr是输入直流电压(V)。用市电供电的电源系统，滤波器应装在一铝质密封小盒内，小盒放在机箱内，电源线进入孔的旁边，使电源线一进入机箱就到滤波小盒，然后再引出至电源开关、整流器。倘若在整流器之前采用变压器，则应在其初、次级加隔离。

输出电容器对尖峰干扰的影响

开关稳压电源的输出电容量大，需用电解电容器。普通电解电容的高频特性不好，存在着较大的等效电感和电阻，故阻抗大，尖峰噪音也大。高频电解电容器是具有优良高频特性的低电感器件，它对脉冲源及输出电压提供了很好的与接地回路的隔离，并提供良好的噪声滤波。

目前有三种高频电解电容器，一种是四端电容器，它的高频特性良好，但是负载电流流过电容器内部使之发热，故电流要限制在10A以下；二是大型高频滤波电解电容器，它有承受大电流的能力但高频特性不及前者好；第三种是高频滤波电解电容器，优点是体积小。不改变电路的其它参数，假若用普通电解电容器时尖峰干扰为150mVp-p，而用四端电容则为50mVp-p。用一定容量的聚碳酸脂电容或高频陶瓷电容跟输出电解电容并联，可以进一步降低尖峰干扰……

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1 引言

高频链逆变器可以实现电气隔离，进行电压型逆变的单级降压及升压变换，具有重量轻体积小的突出特点，受到广泛重视。按电路结构，高频链逆变器可分为两种，即DC/DC变换型(DC-HFAC-DC-LFAC，其中，HF：high frequency;LF：lowfrequency)和矩阵变换型(DC—HFAC-LFAC)。

这里针对三相HFLMI，研究了一种新的解结耦SPWM控制方法，最后通过实验证明了该方法的可行性。

2 解结耦SPWM策略与控制逻辑

2.1 三相HFLMI拓扑

图1示出三相输出型高频链单相/三相矩阵式逆变器拓扑。以该拓扑中间的高频变压器初次级界定高频链矩阵式逆变电路前后级，初级为前级DC/HFAC高频逆变电路，产生高频带有死区的交流方波;次级为后级HFAC/LFAC矩阵变换电路，将高频交流方波变换为工频正弦波输出。

2.2 解结耦思路及实现逻辑

解结耦是解耦和结耦两者的组合简称。“解耦”从两方面入手，其一，将交流电源一分为二成直流电源，即视高频交流为两个极性相反周期互补的高频直流脉波电源;其二，将矩阵变换器一分为二成常规逆变器。

“结耦”是将适合于传统逆变器的调制信号按照一定逻辑重新处理和组合起来，具体如图2a所示。图中，ugVpaH，ugVpaL及ugVnaH，ugVnaL为正负组逆变器的IGBT驱动信号；usH，usL为逻辑电路的输入，up05，un05为与usH，usL同步的方波信号。图2b为矩阵变换器a相桥臂触发信号合成，图中uc，um分别为载波和调制波；uH，uL分别为变压器前级逆变的驱动信号。此信号的生成过程简单、无需输出电流极性的检测与判断，且可实现逆变器软开关运行。

3 三相HFLMI的工作模态分析

首先假设：①所有功率开关管为理想元件;②变压器是变比为N的理想变压器。高频周期内的理想波形如图3所示。

模态1[t0～t1] t0时刻起，前级逆变器进入死区状态，后级矩阵变换器处于正组逆变的“111”状态，负载电流由正组逆变器上管构成续流回路。变压器电感中储存的能量回馈给输入侧直流电源。

模态2[t1～t2] t1时刻起，前级逆变保持死区状态不变，后级矩阵变换器正组逆变电路由“111”状态切换为“110”状态，相应开关ZVS动作。前级电路的能量回馈结束后，负载能量通过变压器次级续流，次级处于励磁状态。

模态3[t2～t3] t2时刻，前级逆变电路ZCS开通，后级矩阵开关状态保持不变，HFLMI由前级经过高频变压器向后级传递能量。该时间段电路处于正常的功率传输状态，初级及次级电流分别呈线性增长。

模态4[t3～t4] t3时刻，后级的正组逆变器由“110”状态切换到“100”状态，而前级开关V1，V4工作状态保持不变，HFLMI继续工作在正常的功率传递状态。

模态5[t4～t5] t4时刻，变压器前级保持模态4的开关状态不变，后级开关矩阵正组逆变器由“100”状态切换为“000”状态，三相负载通过正组逆变器的下桥臂续流。若不计变压器漏感及线路分布参数，次级电流将突变为零，后级负载电压被“000”工作状态箝位，此时前级电路的正常触发与导通使变压器初级处于正常励磁阶段。

模态6[t5～t6]t5时刻，前级逆变进入死区阶段，后级由正组逆变器的“000”状态切换为负组逆变器的“111”状态运行，变压器次级电流仍保持为零，初级电流则趋于减小，从而感生出下正上负的电势，这样，三相负载能量经由负组电路的上桥臂续流的同时，变压器励磁电感中的储能经由变压器前级电路回馈给输入侧直流电源。

模态7[t6～t7] t6时刻，前级逆变器开关保持自模态6的死区工作状态不变，后级开关矩阵进入负组逆变器的“110”工作状态，三相负载能量可通过变压器次级续流，次级由此处于励磁状态，初次级电压则被箝位为零，初级能量回馈状态结束。

模态8[t7～t8] t7时刻，前级逆变器V2，V3导通，后级负组逆变器开关维持“110”状态，系统由直流电源向交流负载传递能量，变压器初次级电流线性增长。

模态9[t8～t9] t8时刻，前级逆变器开关状态不变，后级负组逆变器由“110”变为“100”，系统向负载传递能量，变压器初次级电流继续线性增长。

模态10[t9～t10] t9时刻，前级逆变器状态不变，后级负组逆变器由“100”切换为“000”状态工作，变压器次级电流值为零，初级为正常励磁阶段。

可知解结耦SPWM策略可有效解决HFLMI阻感性负载时的负载能量流通及负载换流问题。

4 实验验证

实验参数为：输入电压直流30V，变压器变比1：10，前级高频逆变开关频率为12kHz，后级解结耦SPWM载波频率为24 kHz，采用三相星形负载，其中每相L=10mH，R=30Ω。所得实验结果如图4所示……

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脉冲宽度调制 (PWM)调光可以在准确度没有任何显着损失的情况下，产生3000：1以及更高的调光比且LED色彩没有改变。而本次将介绍采用具内部PWM调光信号发生器的LT3761进行LED调光设计方案。

LED 调光能以两种方式进行：模拟调光和脉冲宽度调制(PWM)调光。模拟调光简单地调节LED串的DC电流，以改变LED的光输出，而PWM 调光则改变LED串中恒定电流的占空比，以有效改变LED串中的平均电流，以此实现调光。尽管模拟调光的简单性富有吸引力，但是这种方式对很多应用不合适，因为模拟调光仅在10：1的亮度调节时，就损失超过25%的准确度，而且这种调光方式使LED产生色彩失真。相比之下，PWM调光可以在准确度没有任何显着损失的情况下，产生3000：1以及更高的调光比(在100Hz时)，而且LED色彩没有改变。

LT3761 通过自己产生的 PWM 信号，可同时提供模拟调光的简单性和 PWM 调光的准确度。通过在 LT3761 的调光输入端调节一个简单的 DC 信号，就可以实现很高的调光比，无需为产生 PWM 信号而增加微控制器、振荡器或信号发生器。LT3761 的内部 PWM 信号可以产生 25：1 的调光，而使用外部 PWM 信号时，该器件可提供高达 3000：1 的调光。

大功率 LED 驱动器

LT3761是一款大功率LED驱动器，类似于LT3755-2和LT3756-2系列。LT3761的输入电压范围为4.5V至60V，输出电压范围为0V至80V，是一种单开关控制器IC，可配置为升压、SEPIC、降压-升压模式或降压模式LED驱动器。该器件提供100kHz至1MHz的开关频率范围、LED开路保护、和额外的内部逻辑电路以提供短路保护，可作为具备电流限制的恒定电压稳压器工作，或者作为恒定电流SLA电池或超级电容器充电器使用。

图1显示了一个效率为94%的高效率60V、1A (60W) 350kHz汽车前灯应用，该应用具备PWM调光功能。LT3761采用与LT3755/LT3756系列相同的高性能PWM调光电路，但是增加了内部产生PWM调光信号的功能，而且没有增加引脚。

图1：用于汽车前灯、具备25：1的内部PWM调光、效率为94%的升压模式LED驱动器

内部PWM调光信号发生器

与其他大功率 LED 驱动器不同，LT3761 可自己产生 PWM 调光信号，以进行调光比高达 25：1 的调光。这使该器件能产生准确的 PWM 调光，而无需用外部组件产生 PWM 信号。LT3761 仅需要一个外部 DC 电压，就能在指定频率上实现高性能 PWM 调光，这非常像模拟调光控制。该器件还能接收 PWM 输入信号，以运用标准模式的信号驱动 LED 串。

内部 PWM 调光信号发生器提供可编程频率和占空比。PWMOUT 端的方波信号频率由 PWM 引脚与 GND 之间的电容器 CPWM、按照方程式 fPWM = 14kHz ? nF/CPWM 设定。PWMOUT 端信号的占空比由进入 DIM/SS 引脚的 μA 级电流设定，如图 3 所示。内部产生的 PWM 引脚的上拉和下拉电流用来在高低门限之间为其电容器充电和放电，以产生占空比信号。这些 PWM 引脚的电流信号足够小，以便能非常容易地由来自微控制器的数字信号过驱动，进而实现非常高的调光性能。运用内部信号发生器时，如果用 DIM/SS 引脚调节调光比，那么实际的最小占空比大约为 4%。以 100% 占空比工作时，PWM 引脚可以连接到 INTVCC……

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前言

逆变电路的结构

逆变电路由正弦波SPWM调制电路和功放电路组成。

1 工频机所采用的逆变电路的结构图

图1所示为工频机所采用的逆变电路的结构图。由图可见，工频机逆变电路中右侧的功放电路采用的是全桥式功放电路，这种功放电路需要正弦波调制电路提供4路相互独立的SPWM驱动信号。在左侧的正弦波调制电路中，用正弦波信号去调制三角波信号，得到4路独立的SPWM信号，经隔离驱动后送至功放电路。

在这种结构中，每一桥臂功率管的数量视输出功率而定，当输出功率较小时，功率管采用MOS器件，输出功率大时，采用IGBT模块。

2 高频机所采用的逆变电路的结构图

图2所示为高频机所采用的逆变电路的结构图。由图可见，高频机逆变电路中的功放电路采用的是半桥式功放电路，这种功放电路需要正弦波调制电路提供2路相互独立的SPWM驱动信号。在左侧的正弦波调制电路中，由电脑板直接提供2路SPWM波信号，经隔离驱动后送至功放电路。

在这种结构中，每一桥臂功率管的数量也视输出功率而定，当输出功率较小时，功率管采用MOS器件，输出功率较大时，也采用IGBT模块。

正弦脉宽调制(SPWM)方法

SPWM信号实际上就是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波。

在20KVA以下的小型逆变电路中，通常用正弦波(调制波)调制三角波(载波)的方法来实现脉宽调制的目的，又称为三角波调制法，它是利用比较器来完成这一功能的。根据调制信号所包含的信息量，调制电路可以分为单极性调制和双极性调制……

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